Er det muligt at reducere støjen i output-switchingen i en µModule-regulator, der i forvejen har ultralave støjtal?
Artiklen har været bragt i Aktuel Elektronik nr. 9 – 2025, 1. sektion, og kan læses herunder uden illustrationer
(læs originaludgaven her)
Af George (Zhijun) Qian, senior analog design engineering manager,
og Jennifer Florence Joseph Benedicto, senior design evaluation engineer,
Analog Devices Inc.
Udgangsstøjen på en µModule-regulator med ultralav støj kan reduceres yderligere med 90 procent med et 2. ordens output-filter. Valget af kondensator og spole er kritisk for at opretholde en hurtig og stabil kontrol-loop. Designet er især værdifuldt i trådløse- og RF-applikationer, hvor en hurtig transientrespons minimerer systemets blanking-tid og maksimerer effektiviteten af signalbehandlingen. Metoden giver støjniveauer sammenlignelige med en LDO trods en effektivitet som en switchet regulator.
Forbruget i støjfølsomme produkter stiger hele tiden, og applikationer som medicinske ultralydsscannere, 5G-transceivere og ATE’er (automatisk testudstyr) kræver ofte høje strømme (>5A) med lavt støjniveau og store båndbredder på små printarealer. På grund af de store output-strømme er de traditionelle totrinsløsninger (buck-konverter + LDO-regulator) mindre attraktive, da de kræver et større printareal og giver større effekttab.
LTM4702 µModule-regulatoren med ultralav støj anvender Analog Devices’ egen Silent Switcher-teknologi, en arkitektur med ultrahurtig transientrespons og ultralav støj. Det er en ideel løsning til støjfølsomme højstrømsapplikationer med en effektivitet sammenlignelig med en synkront switchet regulator. Man kan i mange applikationer helt eliminere LDO-kredsløbet, hvilket sparer LDO-omkostninger (~60 procent), LDO-tab (4W eller mere) samt LDO-printplads (2cm2 + afstand til andre komponenter).
I visse applikationer, som kræver en meget lille ripple på switch-frekvensen, er et 2. ordens LC-filter godt til at reducere de harmoniske fra switch-frekvensen på output. Designudfordringen er dog at minimere switchingens ripple, mens man opretholder en stabil kontrol-loop med stor båndbredde. Ofte bliver kontrol-loopen ustabil, hvis ikke et efterfølgende LC-filter er optimeret, hvorved output kan oscillere. En forenklet analyse af et 2. ordens LC-filter bliver i det følgende fulgt op med en intuitiv designmetode, der guider til en optimal kapacitansdistribution og beregning af induktansen. Et LTM4702 designeksempel verificerer den anbefalede designmetode.
Loop-analyse af et 2. ordens LC output-filterdesign
I en current-mode buck-regulator er output-impedansen den kritiske kontrolparameter. Figur 1 viser kredsløbet i et 2. ordens LC-filter med et typisk Bode-plot. For at opretholde en præcis DC-spændingsregulering under belastning registrerer designet på VOUT fjernnode B. Overførselsfunktionen fra VOUT til iLO er som vist i ligning 1.
Ifølge overførselsfunktioner i ligning 1 vil et 2. ordens LC-filter introducere dobbeltpoler med resonansfrekvens, som vist i ligning 2. Se originalartiklen.
I det typiske Bode-plot vist i figur 1 ses et skarpt 90° fase-delay ved resonansfrekvensen. For at sikre stabiliteten bør resonansfrekvensen være fire-fem gange højere end kontrol-loopens båndbredde. Det er for at undgå en 90° fase-delay, som kan give ustabilitet. Det vil også sikre nok dæmpning af switchfrekvens-ripples, hvis resonansfrekvensen bliver sat fire-fem gange lavere end switch-frekvensen, så LC-filtret kan levere nok filtrering. Der er et trade-off mellem dæmpning af gain ved switch-frekvensen og kontrol-loopens båndbredde. Metoden hjælper dog til at vælge en resonansfrekvens med et optimalt LC-produkt.
For at opretholde en ækvivalent transientydelse under belastning skal output-impedansen være konsistent før og efter tilføjelse af LC-filtret. Det betyder, at output-kapacitansen skal være rundt regnet den samme med eller uden LC-filtret. Som en tommelfingerregel skal kapacitansen, C2, i figur 1 svare til et design uden et LC-filter, og C1 kan have en meget mindre kapacitansværdi, så C1 kan dominere resonansfrekvensens position. Da C1 er meget mindre end C2, kan ligning 2 forenklet indgå i ligning 3, se denne.
C1 bør være mindst 1/10 af C2’s værdi. Når C1 er valgt, kan Lf-værdien beregnes med resonansfrekvensen fra ligning 3. Når man undersøger markedet for tilgængelige komponenter, kan de optimale C1- og Lf-værdier blive valgt.
Overvejelser i valg af komponenter
Valg af kondensator og spole er kritisk i et effektivt 2. ordens LC-filterdesign. 2. ordens LC-filtret skal give nok dæmpning ved switch-frekvensen. Da switch-frekvensen er høj (1MHz til 3MHz), kræver spole og kondensator til et 2. ordens LC-filter til en ultra low-noise µModule-regulator gode frekvenskarakteristikker. Valget af C2 svarer til et design uden LC-filtret, så vi skal ikke diskutere C2 nærmere hér. Kriterier for valg af hhv. C1 og Lf er som følger:
1). Egenfrekvensen (resonans) af C1 skal være højere end switch-frekvensen. Impedansen af C1 ved switch-frekvensen er nøglefaktoren i et 2. ordens LC-design. En keramisk kondensator må anbefales, og impedans vs. frekvenskurven kan bruges til at afgøre resonansfrekvensen. Oftest vil en 0603 eller 0805 keramisk kondensator være ideel, og egenresonansfrekvensen skal være højere end 3MHz.
2). Den nominelle RMS-strøm skal kunne tåle designets kontinuerte strøm. For så vidt at al AC-ripplen går igennem C1, så skal den keramiske kondensator kunne håndtere en ganske stor AC ripple-strøm. Den keramiske kondensators temperaturstigning vs. strømkurven skal undersøges for at afgøre evnen til at håndtere store strømme. For en 0603-kondensator er ca. 4Arms en god tommelfingerregel.
1). I valget af Lf gælder kriterier for valg af spoler, for output-strømme under 8A kan en ferritperle anbefales som følge af sine HF-egenskaber og kompakte størrelse. Ferritperler er også gode til at dæmpe meget højfrekvente spikes. Er strømmen over 8A – eller hvis en stor induktans er påkrævet, kan det være svært at finde en ferritperle til at løse opgaven, og så kommer den traditionelle skærmede spole i brug.
2). Vælg en ferritperle/spole til nok nominel RMS-strøm (for eksempel, 8Arms for strømme under 8A). Spolens induktans anbefales til at være mindre end 10 procent af spolens værdi i µModule-regulatoren.
Designeksempel med ultra low-noise µModule
Figur 2 viser et designeksempel for en LTM4702. Regulatoren udviser ultralav elektromagnetisk støj og tilsvarende ultralav RMS-støj. Switch-frekvensen kan justeres mellem 300kHz og 3MHz. I designeksemplet er frekvensen sat til 2MHz for at optimere støjydelsen for en 12VIN til 1VOUT-applikation. Efter den anbefalede LC-filterdesignmetode vil resonansfrekvensen i et 2. ordens LC-filter skulle sættes til mellem 400kHz og 500kHz, altså fire-fem gange mindre end switch-frekvensen.
Målet for båndbredden i kontrol-loopen er 100kHz, fire-fem gange mindre end LC-filtrets resonansfrekvens. To 0603 4,7µF kondensatorer udgør C1. En ferritperle, BLE18PS080SH1, er valgt som Lf (0603 som highlighted i figur 2). To 1206 100µF keramiske kondensatorer er fortsat valgt til C2. Resonansfrekvensen er 424kHz, se ligning 4. Se originalartiklen.
Forskellene i støjen er vist i figur 3. Ved en 2MHz switch-frekvens er ripple på output-switchingen 234µV uden LC-filtret, men værdien reduceres til kun 15µV efter tilføjelse af en 0603 ferritperle.
Tilføjelsen af et 2. ordens LC-filter til minimering af støjen sker med en kontrol-loop båndbredde på 100kHz og en hurtig transientrespons med en recovery-tid under 10µs, hvilket kan bekræftes med en testbench-evaluering med og uden LC-filtret. Recovery inden for 10µs giver en blanking-tid, som kan ignoreres, hvilket er ønskeligt i trådløse- og RF-applikationer. ADI’s LTM4702 løser systemdesignerens udfordringer fra en lav signalbehandlingseffektivitet forårsaget af belastningstransientens blanking-tid.
Belastningstransientens waveform vist i figur 4 demonstrerer en hurtig transientrespons og recovery inden for 10µs efter tilføjelse af et 2. ordens LC-filter svarende til behaviour for designet uden det aktuelle filter.
Billedtekster:
Figur 1: Current-mode buck-regulator sammen med et 2. ordens LC-filter og det typiske Bode-plot.
Figur 2: LTM4702 kredsløbseksempel og foto af print.
Figur 3: Switching-støj uden LC-filter (234µV) og med LC-filter (15µV).
Figur 4: Belastningstransientens resultater: Uden vs. med LC-filter (recovery inden for 10µs).
