Der er behov for præcis styring af gate-spændingerne med nøjagtige målinger, når man bruger galliumnitrid felteffekt-transistorer (GaN FETs). High-side gate-målinger kan udføres med avancerede, isolerede prober, og de sammenlignes i det følgende med typer, som bruges med alternativt udstyr og alternative teknikker
Artiklen har været bragt i Aktuel Elektronik nr. 3 – 2026 og kan læses herunder uden illustrationer
(læs originaludgaven her)
Af Kurk Mathews, senior applications manager, og Luis Onofre Lazaro, applications engineer,
Analog Devices Inc.
GaN FETs giver hurtigere switching-hastigheder, mindre kapslinger og lavere effekttab end silicium-FETs. Det gør effektkonvertere i stand til at køre ved højere frekvenser og reducerer den samlede størrelse af løsninger med en samtidig høj effektivitet. Selv om de grundlæggende DC/DC-konverterdesigns er de samme, så giver GaN nogle flere udfordringer under design og test. Blandt de mest udtalte er den præcise kontrol over gate-spænding og timing. Det kan være svært, da switching-tiderne kører mere stramt, end hvad traditionelle controllere og testudstyr kan håndtere. Heldigvis kan GaN-specifikke controllere og måleteknikker løse disse problemer og sikre et pålideligt strømforsyningsdesign uden at tilføre yderligere kompleksitet.
Figur 1 viser en 12V step-down konverter baseret på en LTC7891 synkron controller, der styrer 100V GaN FETs. Med en drift ved 500kHz giver den en 97 procent effektivitet i en 20A belastning ved et 48V input. Det er rundt regnet en to procent højere effektivitet – med 40 procent lavere tab – end for den nuværende generation af 100V silicium FETs*). For at skulle matche den ydelse med silicium skulle switching-frekvensen være under det halve, og det ville kræve en større spole og give en større samlet løsning. Den aktuelle komponent er en del af en ny familie af controllere specifikt designet til at opfylde GaN-komponenters behov for drive og switching uden behov for yderligere komponenter. Analog Devices’ portefølje af GaN-optimerede controllere inkluderer også LTC7890, en 100V dual-kanal buck-controller foruden LTC7893 og LTC7892, der fungerer som henholdsvis 100V boost- og dual-kanal boost-controllere.
Gatespænding og gate-driver forsyning
Silicium-FETs er typisk specificeret til en gate-source spænding mellem 4,5V og 10V med et absolut maksimum på ±20V. En 100V GaN FET vil derimod være specificeret til en gate-source spænding på 5V begrænset til +6V/-4V af hensyn til den langsigtede pålidelighed. For at opfylde disse meget stramme GaN-specifikationer behøver man en velreguleret gate-forsyning samt et minimalt højfrekvent overshoot eller undershoot. Mens en præcis 5V-forsyning rækker til en low-side FET, så er ekstra kredsløb eller en GaN-specifik controller nødvendig for at begrænse gate-source spændinger på high-side FET’en.
I figur 2 er en bootstrap-kondensator og -diode (CBOOT og DBOOT) implementeret som en traditionel high-side gate-driver forsyning. Når high-side switchen (TOP) går ”off”, trækker switch-noden til ”lav” – enten som følge af spolestrømmen, eller fordi low-side switchen (BOT) tænder og går ”on”. Hvis begge switche er ”off”, så er switch-nodens spænding begrænset til omtrent 1V på grund af silicium-FET’ens body-diode. I modsætning hertil leder GaN FET’en i reverse-retningen og opfører sig som en 2V-til-3V body-diode. Hvis man bruger en bootstrap-diode, så vil den negative switch-spænding bidrage til bootstrap-kondensatorens spænding, hvad der øger high-side FET’ens gate-source spænding. Alternativt kan en smart-switch forhindre driveren i at overlade uden behov for at bruge ekstra clamping-dioder. Den aktive switch går ”on”, efter at BOT-gaten er ”on”, hvilket resulterer i en reguleret high-side gate-driver spænding, som ikke afhænger af spændingsfaldet over body-dioden. I tilfælde af udvidede dødtider tolererer disse controllere negative spikes på switch-noden. Med en stabil high-side driver-forsyning er næste skridt en præcis måling af high-side FET’ens gate-source spænding.
Gate-målinger
Figur 3 viser gate- og switch-waveforms for en GaN-baseret step-down (buck) konverter. Uden en seriel gate turn-on modstand overstiger TOP FET’ens gate-source spænding (VTOP_GS) GaN FET’ens specificerede +6V maksimale gate-source spænding. Ved at indsætte en 2,2Ω TGUP-modstand reducerer man VTOP_GS og dæmper ringningen i gate- og switch-noderne. Højimpedante oscilloskopprober opfanger med jordreference waveforms for low-side gate- (VBG) og switch- (VSW) noderne. TOP FET’ens source (VSW) alternerer mellem VIN og jord. GaN’ens høje slew-rate (over 30V/ns) og 300MHz ringning overstiger den praktiske common-mode grænse for de differentielle prober, som man typisk ville bruge til at udføre VTOP_GS-målinger. Heldigvis findes der optisk isolerede prober, som gør denne måling mulig. Disse prober, som følger i kølvandet på Tektronix’ IsoVu-teknologi, har en ufatteligt højfrekvent CMRR (Common-Mode Rejection Ratio) – men de er også prissat derefter.
Figur 4 viser en isoleret probe i aktion. Den type probe forbinder sig til oscilloskopet gennem fiberoptik, som ikke kun giver galvanisk isolering, men som også holder common-mode input-kapacitansen lav. Probens attenuator-tip kan plugges direkte ind i en MMCX-konnektor. Proben kan også forbindes til printtestpunkter med header-pins og en MMCX-to-square-pin adapter. For at opretholde probens fulde ydelse skal forbindelsen mellem probe-tippen og printet være så kort og godt skærmet som muligt. En printmonteret MMCX-konnektor giver den bedste coax-forbindelse, men vær sikker på at route korte Kelvin-lederbaner fra FET’ens gate og source. Mens den isolerede probe nok er den bedste – og eneste – måde at måle high-side GaN gate-spændinger på, så lad os nu alligevel se, hvordan en anden almindelig metode kan fungere.
Passive prober
High-side gate-signaler kan måles med to passive prober med jordreference, et digitalt oscilloskop og en vis portion matematik. Den A-B eller pseudodifferentiale teknik er populær til evaluering af gate-timing på lavvolt DC/DC-konvertere, selv om metoden lider under et begrænset spændingsområde og CMRR. Før man udfører high-side gate-målinger, er det bedst at udføre et hurtigt common-mode rejection tjek. Forbind begge prober til samme høj-dV/dt-spænding, fjern skew fra timingen, fratræk den ene kanal fra den anden, og se så på det tilbageværende signal. Hvis CMRR er tilstrækkelig, vil man kun se en ubetydelig restspænding – og meget mindre end det faktiske gate-signal. Probe-belastning er endnu en faktor. Ideelt skal prober ikke påvirke hverken kredsløbsfunktion eller waveforms. Standard højimpedante passive prober har en input-impedans på 10MΩ parallelt med 3,9pF til 10pF. I kontrast hertil har isolerede prober en lavere kapacitans (under 2pF) til jord. Der findes også mindre almindelige lavimpedante (500Ω til 5kΩ) passive prober**), som sikrer en lav kapacitans, der kan være brugbar under disse målinger.
Resultater
Figur 5 sammenligner VG-VSW waveforms, som er opfanget med brug af A-B-metoden, med VTOP_GS-målingerne fra den tidligere viste isolerede probes setup (figur 3 – vist som en stiplet linje). I denne test er lavimpedante passive prober blevet valgt (5kΩ//<2pF), fordi prober med en højere kapacitans (≥3,9pF) giver en mærkbar forringelse af VSW’s peak-amplitude, hvilket peger på, at proben udgør en belastning. Gate-waveforms matcher hinanden fornuftigt, omend A-B-metoden viser et 2,7V peak-to-peak common-mode signal for restspændingen, hvilket er højt sammenlignet med de 7V peak-to-peak i VG-VSW-signalet. Passive prober med høj impedans viser lignende niveauer af reststøj i common-mode tilstand, men de målte VG-VSW peaks er 17 til 30 procent lavere, sandsynligvis på grund af belastnings-, matching- og responsforhold.
I figur 6, er VG og VSW opfanget med en enkelt passiv probe i to skridt. Med denne metode bliver VG-waveformen opfanget og gemt i memoryen. Den samme probe bliver derefter flyttet og brugt til at opfange VSW. Læg mærke til, at den anden probe, forbundet til VSW, trigger oscilloskopet under begge målinger. Matematik på kanalerne bruges til at genkalde og fratrække de to waveforms. Denne tilgang medfører godt nok et ekstra trin, men giver en bedre common-mode rejection ved at undgå mismatch mellem proberne. Selv om de højimpedante passive prober gav bedre resultater end forventet, så gav de lavimpedante prober resultater, som var bedre matchede til resultaterne fra de pålidelige isolerede prober, hvilket gør de lavimpedante prober til det foretrukne valg i dette tilfælde.
Konklusion
Lavvolt GaN DC/DC-konvertere har klare fordele i forhold til deres siliciumbaserede modstykker. Men de medfører en række designmæssige udfordringer, inklusive behovet for præcise styringer af gate-spændingerne og lige så præcise målinger af high-side gates. Med den rigtige kombination af GaN-optimerede controllere og egnede måleteknikker kan man let imødegå disse udfordringer og opnå robuste, effektive designs uden behov for yderligere kredsløb.
Billedtekster:
Figur 1: LTC7891 step-down (buck) konverter-schematics.
*) LTC7891-controlleren har en 4V-til-5,5V gate-driver, der egner sig til GaN og logikniveau silicium-FETs. LTC7897-controlleren med 5V-til-10V gate-driver er egnet til standardniveau silicium-FETs.
Figur 2: GaN-controller med intern smart bootstrap-switch.
Figur 3: Turn-on waveforms med isoleret probe.
Figur 4: Isolerede probe-setups.
Figur 5: TOP FET gate-målinger (VG-VSW) med brug af A-B-metoden.
Figur 6: TOP FET gate-målinger (VG-VSW) med brug af een probe.
**) Refereret til som højfrekvente 50Ω eller Z0-probe med lavimpedant spændingsdeler.
