Synkrone konvertere fungerer ved at omskifte (”toggling”) en kontrol-switch og en synkron switch (typisk en FET) on og off – og timingen er afgørende. Hvis delayet bliver for langt, falder effektiviteten. Men er delay for kort, risikerer man et såkaldt ”shoot-through”, hvis der løber strøm i begge dele af switchens par. Det mindsker også effektiviteten og kan skade komponenterne. Del 1 i den todelte artikel fortæller om dynamik og målinger i smarte GaN buck-controller designs
Artiklen har været bragt i Aktuel Elektronik nr. 11 – 2025 og kan læses herunder uden illustrationer
(læs originaludgaven her)
Af James R. Staley, senior product applications engineering manager, Analog Devices
FET-komponenter som GaN-komponenter til effektkonvertering er en vej til højere energitæthed, hurtigere switching og lavere tab på grund af GaN-komponenternes dramatisk mindre gate-kapacitans (Cg). GaN-FET’er har dog meget stramme VGS-grænser og har ingen body-diode. Derfor er reverse-ledetabene meget højere med længere dødtider, hvis man sænker gatens slew rate for at forhindre ringning. Men de kan fortsat blive udsat for de forringende effekter fra shoot-throughs. For at optimere brugen af GaN-FET’erne skal dødtiden optimeres. Eksemplet i figur 1 er en 15V-36VIN, 12V/15A step-down konverter baseret på en LTC7891. Designet er specifikt til styring af GaN-komponenter, og vi skal se, hvordan man præcist kan måle dødtid og overshoots med en optimering af gate-modstanden i dette applikationskredsløb.
Switch-netværk i en buck-konverter med smart ”nær-nul” dødtid består af en controller, som styrer kontrol-switchens Q1 top-gate (TG) og den synkrone switch Q2’s bottom-gate (BG). Top-gaten er styret af separate pull-up/pull-down-modstande (TGUP, TGDN), og bottom-gate er tilsvarende styret med separate pull-up/pull-down-modstande (BGUP, BGDN). Switch-strømmen under hver enkelt switch-cyklus når deres gennemsnit med filternetværket på output, L1 og COUT, for at levere en reguleret output-spænding.
Tabsfri switch?
En ideel konverter skulle have tabsfri switche, som øjeblikkeligt og modsat hinanden ville gå ”on” og ”off”. Selv om GaN FETs kan tændes og slukkes hurtigere end andre teknologier på grund af GaN’s lave kapacitans, så er der alligevel delays mellem controllerens on-kommando og switchens evne til at nå op til fuldt on-niveau. Det samme gælder for off-tilstanden. Delayet medfører overgangstab, der udgør en betydelig del af de totale ved switchet drift. Tab betyder varme, og det mindsker effektiviteten og opstiller termiske grænser for FET-driften. Men hvordan kan man praktisk udføre switchingen inden for de rammer, der dikteres af de ikke-ideelle switche?
Hvis begge switche går ”on” – selv i en brøkdel af et sekund – vil en lav RDS(ON) medføre en kortslutning mellem VIN og GND med en katastrofal switch-fejl til følge. Hvis begge switche er delvist ”on”, giver høje drain-strømme øjeblikkelige, høje temperaturstigninger, som stresser switchene og reducerer levetiden. Det er netop dét begreb, der kaldes ”shoot-through” (figur 2). Den indledende switching har rundt regnet 8ns dødtid, og switch-strømmen følger den normale di/dt forbundet med switching til input-strømmen med ramping, når spolen i kredsløbet oplades. Den næste overgang har symmetriske, stigende og faldende flanker, hvor begge transistorer kan gå delvist ”on” med en resulterende skarp spike i drain-strømmen, som dog fortsat ligger under I(DS)MAX. Den sidste overgang tillader 2ns af on-tid overlap, og drain-strømmen får spikes pænt over den nominelle FET drain-strøm.
For at undgå shoot-through som følge af utilstrækkelig dødtid slukker controlleren den ene switch og forsinker tænding af den anden, hvilket netop er ”dødtid”. Det forhindrer dog kun shoot-through, hvis den programmerede dødtid er tilstrækkelig til at sikre en overgang med fuldstændige ”ons” og ”offs”. Men hvad nu hvis den tid bliver for lang? MOSFETs har en parasitisk body-diode, som vil ”clampe” switch-noden og forhindre reverse-breakdown, mens FET’en fortsat er ”off”. Dette temporære VF × IDS effekttab æder af effektiviteten, da det tager længere tid for FET’en at gå fuldt ”on”, da man erstatter VF × IDS effekttabsproduktet (typisk 0,8V til 1,0V) med IDS2 × RDS(ON) tab, som jo er meget lavere. GaN FETs mangler body-diode-strukturen. De vil clampe under reverse-spændinger ved et højere potentiale – typisk 2V for en lateral transistorstruktur. Det medfører overdrevent store effekttab ved selv moderate dødtider, hvorfor GaN FET-controllere skal minimere dødtiderne. For at imødegå netop dét er der i MOSFET-baserede designs ofte en Schottky-diode placeret over den synkrone switch i parallel med MOSFET’en for at reducere forward-spændingstabet under dødtid. Diodens junction-kapacitans kommer dog hurtigt til at dominere som kilde til tab i switchede applikationer ved højere frekvenser, som GaN jo ellers er ideel til. Trade-offs, som man forbinder med disse overvejelser, er vist i tabellen i figur 6.
Problemer med GaN-baserede designs
GaN-baserede designs er nu tilsyneladende fanget mellem hammeren og ambolten. Shoot-throughs fra dødtidsfejl kan få switchene til at fordampe: For megen dødtid, og switchene vil lodde sig selv af printet, men hvordan finder man den optimale balance mellem en effektiv konvertering og en tilstrækkelig sikkerhedsmargin? Det smarteste ville jo nok være at integrere en adaptiv dødtidsfunktion i selve siliciet. LTC7890- og LTC7891-step-down controllerne er dual-/single-buck designs, som er bygget specifikt til at styre GaN FETs med en pin dedikeret til en smart nær-nul dødtidsfunktion med en adaptiv dødtidsstyring med præcisionsmodstande. Arkitekturen måler smart de faktiske VGS- og VSW-niveauer for intelligent styring af timingen med henblik på præcision og sikkerhed for de styrede komponenter.
Det sker med hurtige justeringer af den præcise dødtid. I stedet for traditionelle open-loop gate-styringer bliver den programmerede dødtid justeret on-the-fly for at garantere, at turn-on og turn-off kun optræder, når controlleren behøver det snarere end at være dikteret af et gate-signal sammen med en parasitisk gate-modstand og kapacitans. Det minimerer reverse-ledetabene og sikrer det nær-nul reverse-recovery tab, som GaN-komponenter typisk giver. En komplet guide for disse driftstilstande er vist i tabellen i figur 7. Brugeren skal kun verificere, at den programmerede tilstand og timing er korrekt implementeret. Men denne verificeringsproces har sine egne udfordringer, som designeren først skal håndtere.
Målinger og layout-overvejelser
Måling af dødtid og overshoot-waveforms kræver styr på probeteknikker og implementering. GaN FETs har meget stramme VGS-constraints i forhold til MOSFETs, typisk 5V med +6V- til -4V-ABSMAX. Stærke gate drivere med reaktive parasitiske elementer giver ringning og selv korte ture uden for specs kan skade GaN-komponenter. GaN-gates udgør en lavere kapacitans for drive-pin’en end MOSFETs, og dét gør dem så brugbare ved højere frekvenser. Proberne udgør dog selv reaktive elementer, som kan forstyrre de målte kurver/waveforms og give ukorrekt information om, hvad gaten ”ser” i forhold til at være uden prober. Håndholdte prober og minimal hardware kan give katastrofer, hvis hånden smutter, og det klassiske krokodillenæb er udelukket. Den klassiske pigtail-probeteknik er normalt anbefalet for gode oscilloskopmålinger, for så vidt at returvejen er korrekt valgt for top-gate og switch-noderne (figur 3). Det efterlader dog fortsat en floating top-gate med en besværlig adgang for proben. En løsning kunne være brug af en probe som en MMCX-type eller header-pins, som kan tilpasses MMCX probe-tips. Hvor bottom-gaten kan referere til GND, refererer top-gaten til switchen, så man skal bruge en form for isoleret probe. Optiske prober som Tektronix’ TIVP eller den nyere TICP med lavere afdrift kan give den nødvendige isolation for målinger på top-gaten, så man kan bruge en MMCX-konnektor. Figur 4 viser et typisk LTC7891 dødtids-setup af målinger med en MMCX-konnektor placeret direkte under FET gate-pin’en koblet til en optisk 1GHz-probe.
Konnektorerne udgør selv et studie i kompromiser. Overflademonterede MMCX-konnektorer optager fysisk plads på printet. Det er et problem i tætte layouts. Hvis en konnektor er (optimalt) placeret direkte over gate- og source-pins på FET’en uden yderligere gate-lederbaner, så kan det gøre layout mere spredt, end ønsket er. På den anden side vil en placering af en konnektor, så den ikke er i vejen, give forøget induktans og modstand fra lederbanerne, og det ødelægger målepræcisionen. Et alternativ kunne være leadede headers (through-hole), som kun er placeret for målingernes skyld og siden udelukket i den endelige montage, men det kræver igen en adapter, der forhøjer de parasitiske elementer en smule, ligesom der vil være ringformede åbninger i alle printlagene.
Med fokus på en optimal balance mellem trade-offs og et omhyggeligt layout kan man dog opnå en minimal mængde overshoot og ringning som følge af parasitiske elementer (figur 5). Det originale layout (rød outline) har fået en MMCX-konnektor solidt forbundet til switch-noden, og gaten forbundet med via og inderspor fra printet til gate-pad’en på GaN-FET’en. Det røde spor viser ringning på mere end +6,4V/-9,1V. Med de samme 2,2Ω pull-up/1,0Ω pull-down gate-modstande, men med ændring af layout (blå outline), for at adskille MMCX’s body fra switch-noden, og brug af en Kelvin-forbindelse i stedet for, viser det blå spor +2,4V/-1,8V ringning ved top-gatens turn-off. Konklusionen er her, at selv små justeringer i layoutet kan have betydning for det målte tal for overshoot, hvilket er en afgørende parameter for at tune overshoot ud af designet og derved sikre, at GaN-FET’erne ikke bliver overstyrede.
Verificering af dødtid
Når en måleteknik er valideret kan verificering af dødtiden begynde. Første skridt er altid at sikre, at top-waveformen er uden skew, uanset hvilken type af probe man anvender – i forhold til bottom-signalet og brug af en fælles signalkilde. Dødtiden er relativ, så skew for én kanal i forhold til en anden betyder ikke så meget, så længe det fælles signal bliver vist under en horisontal offset. Det justerer også for enhver gain- og offset-fejl (almindelige problemer med optiske prober) – eller giver i det mindste mulighed for justeringer efter målingerne. Optiske prober skal stabilisere sig termisk, før man kan træffe beslutninger baseret på de målte data. Det giver som regel mening at registrere indstillingerne for gain og offset.
En baseline-måling af de lavest mulige spændinger og strømme (lavere VIN for buck, højere VIN for boost) bør udføres, for man presser effektgrænserne for designet, når setup er fuldført. Gate-overshoot skal skaleres som en funktion af input-spænding og output-strøm, så hvis designet kører på marginerne, er det bedst at opdage og korrigere for dét, før man forsøger at flytte grænserne. Hvis det oscilloskop, man bruger til test, har reference-markører, er det en hjælp at placere dem i de øvre og nedre grænser for GaN-komponentens VG-databladsspecs som en visuel hjælp til at overskue det acceptable måleområde. Brug switch-nodens waveforms til trigging og overlay af top- og bottom-gate waveforms for at få det optimale billede af dødtiden. Ideelt skal en differential eller optisk probe bruges til måling af top-gatens waveforms. Hvis målingerne skal udføres med reference til jord/stel, er det ofte en hjælp at anvende skopets trace-math-funktioner (hvis de er til rådighed) for at fratrække switch-nodens fra top-gate nodens inputs for at opnå en virtuel jord-/stelbaseret trace til efterfølgende analyse.
Systemdesignere kan have stor tillid til robustheden i GaN-baserede designs implementeret med LTC7890 og LTC7891 step-down controllerne. Når en prototype er sat op til præcise bench-målinger af switchingens waveforms, kan designeren vælge en konfiguration og siden optimere gate drive-signalerne. Det vil vi se nærmere på i ”Smarte GaN buck-controller designs – del 2: Konfiguration og optimering”, som er planlagt til Aktuel Elektronik 12/2025, som udkommer den 16. december i år.
Billedtekster:
Figur 1: 800kHz, 15V-36VIN/12V buck-regulator, der giver et 15A output.
Figur 2: Shoot-through på grund af utilstrækkelig dødtid.
Figur 3: God probeteknik på bottom-gate og switch for at minimere ringnings-bidrag.
Figur 4: Tektronix optisk TIVP100-probe forbundet til top-gaten via en MMCX-konnektor.
Figur 5: Top-gate turn-off waveforms viser effekten af de parasitiske elementer i en probeforbindelse. Rød: non-Kelvin forbundet, blå: Kelvin-forbundet MMCX-konnektor. 20ns/div, 2V/div med brug af en optisk Tektronix TIVH 1GHz-probe.
Figur 6: Tabel over tab fra 48V til 12V ved 500kHz FSW og en 20ns dødtid.
Figur 7: Tabel over DTC-tilstandskonfiguration.
